Instrumentenlandesystem / Landekurssender im Heimlabor nachbilden

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In diesem Artikel wird gezeigt, wie man mit einfachen Mitteln den Landekurssender des Instrumentenlandesystems (ILS) nachbilden kann Mit der gleichen Methode kann auch der Gleitwegsender nachgebildet werden. Mit dem gezeigten Testaufbau kann die Funktionsfähigkeit eines ILS-Empfängers, der heutzutage in vielen modernen Handfunkgeräten für den Flugfunk bereits integriert ist, auf einfache Art und Weise getestet werden.

Das Instrumentenlandesystem (ILS) ist aus der Luftfahrt kaum wegzudenken. Es bietet Piloten auch bei schwierigen Sichtbedingungen ein klares Bild über ihre relative Position zur gewünschten Landebahn. Dabei werden unabhängig voneinander Informationen über den richtigen Landekurs (vertikale Führung) und den Gleitweg (horizontale Führung) übermittelt. Die Art und Weise wie Informationen für den Gleitweg und den Landekurs kodiert werden, sind identisch. Vereinfacht gesagt werden so wohl für den Gleitweg als auch für den Landekurs je zwei Funksignale abgestrahlt. Diese Funksignale enthalten jeweils 2-Töne: 90 Hz und 150 Hz. Dabei ist die Intensität der empfangenen Töne von der Position relativ zum beabsichtigten Flugkurs abhängig. Ist ein AM-Empfänger beispielsweise auf die Sendefrequenz eines Landekurssenders eingestellt und befindet sich das Flugzeug auf dem korrekten Landekurs, so werden beide Töne (90 und 150 Hz) mit gleicher Amplitude empfangen. Weicht das Flugzeug von der vorgesehen Kurslinie ab, verändert sich die Intensität der Töne. Dadurch ist direkt ablesbar in welche Richtung sich das Flugzeug bewegen muss um wieder auf den korrekten Kurs zu kommen.

Klingt kompliziert? Die folgende, grafische Darstellung zeigt das Gesagte etwas eleganter:

Im Flugzeug vergleicht ein Empfänger kontinuierlich die Intensität der empfangenen 90 Hz und 150 Hz Töne. Einige, moderne Handfunkgeräte Yaesu FTA-550 (nur Landekurs) and the FTA-750 (Landekurs und Gleitweg) haben ebenso eine derartige Funktion integriert. Da ich einen Yaesu FTA-550 in die Hand bekommen habe, habe ich die Gelegenheit einmal genutzt um mit einem Testaufbau das Signal eines Landekurssenders nachzubilden.

Tektronix AFG3102 als Generator für die 90 Hz und 150 Hz Töne

Tektronix AFG3102 als Generator für die 90 Hz und 150 Hz Töne

Zunächst mussten dafür offensichtlich ein 90 Hz und ein 150 Hz Ton her, deren Amplitude manuell eingestellt werden konnte. Diese Aufgabe übernimmt mein Tektronik AFG3102 Funktionsgenerator. Die generierten Signale wurden dann über ein Widerstandsnetzwerk miteinander kombiniert. Die kombinierten Signale wurden dann in den Modulationseingang meines HP8657D Signalgenerators geführt. Der HP8657D Funktionsgenerator wurde dann auf Amplitudenmodulation und eine Frequenz im Flugfunkband (110 MHz) eingestellt. Es sollte selbstverständlich sein, dass ungewollte Abstrahlungen und Interferenz im Flugfunkband auf jeden Fall ein absolutes No-Go sind! Der Yaesu FTA-550 wurde auf die Frequenz von 110 MHz eingestellt.

HP8657D als AM Sender im UKW Flugfunkband

HP8657D als AM Sender im UKW Flugfunkband

Mit gleichen Amplituden der 90 Hz und 150 Hz Töne, zeigt sich die Kursabweichungsanzeige des FTA-550 erwartungsgemäß genau in der Mitte der Anzeige.

Gleiche Signalamplitude des 90 HZ und 150 Hz Ton = korrekter Anflugkurs

leiche Signalamplitude des 90 HZ und 150 Hz Ton = korrekter Anflugkurs

Mit einem stärkeren 150 Hz Signal, zeigt der FTA-550 die Kurslinie der Landebahn korrekterweise links von der Mitte:

Stärkeres 150 Hz Signal = Flugzeug zu weit rechts von der Mittellinie

A dominant 150 Hz signal means we are to the right of the runway centerline

Leider hat der FTA-550 keinen eingebauten Empfänger für den Gleitwegsender. Der Testaufbau wäre prinzipiell gleich, es werden lediglich Frequenzen im UHF-Bereich verwendet. Zu jedem UKF-Kanal für den Landekurssender gibt es einen passenden UHF-Kanal. [1]

Links und Quellen:

[1] „Instrument Landing System (ILS) Frequencies“, Radioreference.com: http://wiki.radioreference.com/

 

Filter-Durchlasskurve mit Hilfe einer Rauschquelle ermitteln

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Wenn man einen Spektrumanalysator – oder besser noch einen Vektor-Netzwerkanalysator besitzt, ist es sehr einfach die Durchlasskurve von Hochfrequenzfiltern zu messen. Mit einer breitbandigen Rauschquelle und einem einfachen Oszilloskop mit FFT-Funktion oder einem SDR-Receiver lässt sich die Durchlasskurve allerdings auch sehr schnell ermitteln.

Das Messkonzept, dass ich in diesem Artikel vorstellen werde, ist super simpel: Die breitbandige Rauschquelle wird mit dem Eingang des Filters verbunden, am Ausgang wird dann das Spektrum beobachtet. Dazu kann man am Ausgang selbstverständlich einen Spektrumanalysator verwenden, ein Oszilloskop samt FFT oder ein günstiger RTL-SDR sind hierfür ebenso geeignet. Solange die Rauschquelle über den beabsichtigten Frequenzbereich einen möglichst gleichbleibenden Rauschpegel hat, ist diese Methode schnell und effizient. Als Rauschquelle komme bei relativ niedrigen Frequenzen DDS-Signalgeneratoren in Frage. Wer also einen günstigen Funktionsgenerator und ein FFT-fähiges Oszilloskop in seinem Hobbylabor hat, hat bereits alles was er braucht.

Für meine Versuche habe ich einen älteren Rigol DG1022 Funktionsgenerator mit eingebautem Rauschgenerator und ein Teledyne LeCroy HDO4024 verwendet. Zunächst wurde der Funktionsgenerator direkt mit dem Oszilloskop verbunden und das Spektrum des Rauschsignals beobachtet. Das folgende Bild das Spektrum im Bereich von 1 MHz bis 80 MHz:

Ausgangsspektrum der Rigol DG1022 Rauschfunktionn

Ausgangsspektrum der Rigol DG1022 Rauschfunktion

Die Rauschdichte ist bis ca. 10 MHz linear genug für Messungen. Wer mehr Bandbreite benötigt, kann sich sehr leicht eine eigene Rauschquelle aus einer Zenerdiode und ein paar Transistoren zusammenbauen. Wer deutlich höhere Frequenzen benötigt, kann auf spezielle Rauschdioden oder fertige Rauschquellen zurückgreifen.

Als ersten Versuch habe ich einen Bandpass-Filter für das 40m Amateurfunkband mit dieser Methode vermessen. Hierbei muss man aufpassen, dass man die Systemimpedanz des Filters bei der Messung berücksichtigt. Mein Filter wurde für 50 Ohm entwickelt. Daher sollte die Rauschquelle und das Oszilloskop ebenso auf 50 Ohm Ausgangsimpedanz gesetzt werden. Günstigere Oszilloskope haben diese Option meist nicht. Hier verwendet man dann einen 50 Ohm Terminierungswiderstand am Oszilloskopeingang. Um ein klareres Bild der Durchlasskurze zu erhalten, sollte die FFT Darstellung auf „Max hold“ gesetzt werden. Nach etwas Geduld sieht das FFT-Spektrogramm dann in Etwa so aus:

Durchlasskurve eines 40m-Bandpassfilters

Durchlasskurve eines 40m-Bandpassfilters

Die Durchlasskurve ist noch ziemlich verrauscht und nicht gerade klar zu erkennen. Es reicht aber auf jeden Fall zum Abschätzen der Durchlasskurve aus. Mit etwas Geduld wird das FFT-Spektrogramm auch deutlich genauer. Im nächsten Bild ist die Durchlasskurve eines 10,7 MHz ZF-Filters nach einer kurzen Beobachtungszeit gezeigt:

Durchlasskurve eines 10,7 MHz Keramikfilters, ermittelt mit Rauschquelle und Oszilloskop

Durchlasskurve eines 10,7 MHz Keramikfilters, ermittelt mit Rauschquelle und Oszilloskop

Nach längerer Betrachtungszeit wird die Durchlasskurve deutlich klarer:

Durchlasskurve eines 10,7 MHz Keramikfilters, ermittelt mit Rauschquelle und Oszilloskop nach längerer Beobachtungszeit

Durchlasskurve eines 10,7 MHz Keramikfilters, ermittelt mit Rauschquelle und Oszilloskop nach längerer Beobachtungszeit

Mit einer besseren Rauschquelle und vorsichtiger Wahl der FFT Parameter, ist diese Methode schnell und einfach in jedem Hobbylabor umsetzbar.

 

IC-706 MKII Frequenzerweiterung

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Dieser Artikel zeigt wie man den Sendefrequenzbereich eines Icom IC-706 MKII erweitert. Diese Modifikation eignet sich insbesondere für die Verwendung von Umsetztern / Transvertern.

Es gibt vielfältige Gründe warum man den möglichen Sendefrequenzbereich eines Amateurfunktransceivers über die rechtlich vorgesehen Bandgrenzen hinaus erweitern möchte. Ein geplanter Urlaub in einer anderen ITU-Region sei ein solcher Grund. Ein anderer Grund könnte sein, den Transceiver flexibler mit einem Transverter betreiben zu können. Dank Es’hail 2 / QO-100 ein sehr aktuelles Thema.

Der IC-706 MKII ist zwar schon etwas älter, aber gerade deswegen für Basteleien bestens geeignet. Nach der Modifikation steht folgender Sendefrequenzbereich zur Verfügung:

1.8 – 1.999 MHz
3.5 – 3.999 MHz
7.0 – 7.300 MHz
10.1 – 10.150 MHz
14.0 – 14.350 MHz
18.068 – 18.168 MHz
21.0 – 21.450 MHz
24.89 – 24.990 MHz
28.0 – 29.700 MHz
50.0 – 54.000 MHz*
144.0 – 148.000 MHz
430.0 – 450.000 MHz

Die gute Nachricht: Diese Modifikation ist prinzipiell sehr leicht. Es muss lediglich eine einzelne Diode entfernt werden. Die schlechte Nachricht: Diese Diode ist sehr klein. Wirklich sehr klein.

Diode neben einer amerikanischen 1-Cent-Münze

Diode neben einer amerikanischen 1-Cent-Münze

Um an die Diode zu gelangen muss das Gerät natürlich erstmal geöffnet werden. Nachdem man den Deckel des IC-706 MKII öffnet und das Kabel für den Lautsprecher entfernt sollte das Innenleben wie folgt aussehen:

The main board of the IC-706 MKII

The main board of the IC-706 MKII

Oben rechts im Bild unter dem IC mit der Aufschrift 4052C findet man eine Diodenmatrix. Bei meinem Gerät (U.S. Version) war lediglich eine Diode, D2030, bestückt. Diese Diode muss nun entfernt werden. Sollten mehr Dioden als D2030 bestückt sein (Versionsabhängig), so sind diese auch zu entfernen. Hier eine Nahaufnahme vor der Modifikation:

Diode D2030 (roter Kreis)

Diode D2030 (roter Kreis)

Und so sollte das Ganze nach der erfolgten Modifikation aussehen:

Alle Dioden entfernt

Alle Dioden entfernt

Nach der Modifikation wir das Lautsprecherkabel wieder verbunden und der Gerätedeckel wieder verschlossen. Das war’s – beim nächsten Einschalten des Gerätes steht der erweiterte Sendefrequenzbereich zur Verfügung.

 

Thermisches Design | Praxisbeispiel

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Oft fragt man sich bei Selbstbauprojekten: „Benötige ich einen Kühlkörper?“ Die Lösung wird meistens eher erraten bzw. ausprobiert. Dieser Artikel soll anhand eines einfachen Linearreglers zeigen, wie man diese Frage auch Mathematisch beantworten kann.

Fallbeispiel: Mein Funkscanner hat einen Eingang für eine externe 6 Volt Spannungsversorgung. Um den Scanner über die 12V Zigarettenanzünder-Steckdose betreiben zu können, habe ich einen ST L7806 Linearregler verwendet. Dieser regelt die rund 13,8 Volt der Fahrzeugbatterie auf 6 Volt herunter. Der gemessene Betriebsstrom des Scanners beträgt 0,25 A.

Universelle Linearregler Platine

Universelle Linearregler Platine

Fangen wir mit der wichtigsten Frage an: Wie heiß darf der Linearregler überhaupt werden? Die Antwort findet sich selbstverständlich im Datenblatt [1]. Im Datenblatt steht ein absolutes Maximum von 150 °C. Es ist zu beachten, dass sich der Maximalwert auf die Temperatur der Halbleiterschicht(en) bezieht, nicht auf die Gehäusetemperatur.

ST L7800 Datasheet

ST L7800 Datasheet

Wie rechnen wir nun also aus, welche Temperatur im Kern des Linearreglers erreicht wird? Der Schlüssel ist der Wert mit dem Namen thermal resistance junction-ambient, mit dem Symbol Theta ja (θja). Das „ja“ steht für junction-to-ambient, also „Sperrschicht zu Umgebung“. Dieser Wert gibt nämlich an um wie viel Grad (in Celsius) die Sperrschichttemperatur über die Umgebungstemperatur pro Watt abzuführende Verlustleistung steigt. Für die Umgebungstemperatur wird meist der Wert 25 °C angenommen. Wird das betreffende, aktive Bauteil in einer deutlich wärmeren Umgebung eingesetzt werden, sollte dies entsprechend berücksichtigt werden.

Um nun die Sperrschichttemperatur zu erhalten, multipliziert man einfach den θja-Wert mit der abzuführenden Verlustleistung und addiert die Umgebungstemperatur hinzu:

T = Tumgebung + (θja * Verlustleistung)

Um 13,8 Volt auf 6 Volt herunterzuregeln, müssen 1,95 Watts ([13,8V – 6V] * 0,25A) wortwörtlich verheizt werden. Fügt man diesen Wert nun in die Formel ein, bekommt man endlich ein Ergebnis für die zu erwartende Sperrschichttemperatur:

25 + (50 * 1,95) = 122,5 °C

Die zu erwartende Sperrschichttemperatur liegt mit 122,5 °C also unter dem akzeptablen Maximalwert von 150 °C. Theoretisch könnte man den Linearregler unter den berechneten Bedingungen also ohne Kühlkörper betreiben.

Ob das tatsächlich sinnvoll ist, ist eine andere Frage. Die Versorgungsspannung von Kraftfahrzeugen ist alles andere als stabil. Spannungen von über 14 Volt sind keine Seltenheit. Die Innentemperatur, und damit die Umgebungstemperatur des Linearreglers, wird vor Allem in der Sonne schnell über 25 °C steigen. Man sollte also sicherheitshalber einen Kühlkörper verwenden. Zudem wird hier offensichtlich, dass man für die eingesetzten Werte in den Formeln die jeweiligen maximalen Extremfälle verwenden sollte. So ist man auf der sicheren Seite.

Quellen:

[1] L7800 Series Datasheet, ST: https://baltic-labor.de/wp-content/uploads/2016/01/L7800.pdf

 

Einfacher Tastkopf für Gigahertz Signale

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Passive Tatsköpfe für den Gigahertz -Bereich sind recht kostspielig. Als Hobbybastler lohnt sich die Investition oft nicht. Für den gelegentlichen Gebrauch eignet sich eine Selbstbaulösung aus halbstarren Koaxialkabeln, auch Semi-Rigid Kabel genannt. Dieser Artikel zeigt wie man einen solchen Tastkopf selbst bauen kann.

Jeder Tastkopf und jedes Koaxialkabel bringt eine gewisse Kapazität mit sich. Diese Kapazität belastet und Dämpft das zu messende Signal um so mehr, um so höher die Signalfrequenz ist. Ein PP016 300 MHz-Tastkopf von Teledyne LeCroy hat beispielsweise eine Eingangskapazität von 12 pF in der 1:10 Position. Tastköpfe mit noch geringerer Bandbreite haben meist eine noch höhere Eingangskapazität.

12 pF klingt nicht nach viel. Bei einer Frequenz von 1 GHz entspricht dies einer Reaktanz (Wechselstromwiderstand) von 13,26 Ohm. Diese 13,26 Ohm liegen nun Parallel zum zu messenden Signal. Diese Reaktanz stellt selbst bei einer niedrigen Systemimpedanz von 50 Ohm eine enorme Belastung da. Unser Ziel ist es jedoch die Belastung der zu messenden Schalung durch den Tastkopf möglich gering zu halten. Das heißt die Eingangsimpedanz (Reaktanz + Widerstand) des Tastkopfes sollte so hoch wie möglich sein.

Selbstverständlich gibt es speziell für diesen Zweck passive Tastköpfe mit besonders kleiner Eingangskapazität zu kaufen. Beispielsweise der PP066 Tastkopf von Teledyne LeCroy mit einer Eingangskapazität von < 0,25 pF [1]:

Teledyne LeCroy PP066 Tastkopf mit kleiner Eingangskapazität von 0,25 pF für bis zu 7.5 GHz

Teledyne LeCroy PP066 Tastkopf mit kleiner Eingangskapazität von 0,25 pF für bis zu 7.5 GHz

Der Aufbau des Tastkopfes sieht sehr einfach gehalten aus. Auf meiner Ideensuche ist mir meine Kiste mir Semi-Rigid SMA-Brücken in den Sinn gekommen. Semi-Rigid Kabel haben eine sehr geringe Kapazität in der Größenordnung von 0,1 pF / mm. Ein kleines Stück Semi-Rigid mit einer Länge von 2,5 cm hätte also eine Kapazität von 2,5 pF. Bei 1 GHz entspräche das einer Reaktanz von von 63,66 Ohm. Das ist auf jeden Fall deutlich besser als die oben angegebenen 13,26 Ohm.

Semi-Rigid Brücke mit SMA-Steckern aus der Bastelkiste

Semi-Rigid Brücke mit SMA-Steckern aus der Bastelkiste

Als erstes wurde das Stück SMA Kabel in der Mitte durchtrennt. Danach wurde der starre Mantel des Semi-Rigid etwas verkürzt. Dann wurde der Innenleiter freigelegt.

Cut off semi-rigid coax cable

Cut-off semi-rigid coax cable

Als nächstes wurde ein Stück Draht an den Mantel des Koaxialkabel gelötet. Fertig ist der improvisierte Tastkopf mit geringer Eingangsimpedanz für den GHz-Bereich:

Improvisierter Tastkopf mit geringer Eingangsimpedanz für den GHz-Bereich

Improvisierter Tastkopf mit geringer Eingangsimpedanz für den GHz-Bereich

Diesen improvisierten Tastkopf für den GHz-Bereich könnte man jetzt mit einem 450 Ohm Widerstand (4 x 1,8 kOhm parallel) in Serie zum Innenleiter zum 1:10 Tastkopf mit noch höherer Eingangsimpedanz verwandeln. Diese Optimierung habe ich allerdings nicht ausprobiert. Für meine Versuche habe ich lediglich eine Oszillatorstufe mit einem Frequenzzähler verbinden wollen. Mit einem einfachen Koaxialkabel verweigerte dieser die Mitarbeit. Mit der hier gezeigten Lösung funktionierte alles wunderbar.

Man sollte noch beachten, dass die aufgezeigten Lösungen für eine Ausgangsimpedanz von 50 Ohm ausgelegt sind. Das heißt die nachfolgende Stufe (Oszilloskop, Spektrumanalysator, etc) sollte eine Eingangsimpedanz von 50 Ohm haben.

Links und Quellen:

[1] PP066 High Bandwidth
Passive Probe, Teledyne LeCroy: http://teledynelecroy.com/

 

Butler Oszillator für Obertonquarze

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Aus mechanischen Gründen sind Quarze über rund 25 MHz meist sogenannte Obertonquarze. Das heißt sie werden spezifisch dafür geschliffen auf einem Vielfachen ihrer Grundfrequenz betrieben zu werden. Leider schwingen diese Obertonquarze ohne etwas zusätzlichem Schaltungsaufwand in ihrem jeweiligen Grundton. Diese Schaltung zeigt wie man einen Obertonquarz dazu bewegt auf seinem definierten Oberton zu schwingen.

Butler Oszillator für Obertonquarze

Butler Oszillator für Obertonquarze

C1 stabilisiert und filtert die Betriebsspannung und sollte daher so dicht wie möglich an T1 positioniert werden. Der Spannungsteiler an der Basis von T1, bestehend aus R1 und R2, spannt die Basis von T1 auf etwa 2/3 der Betriebsspannung vor. C2 stellt für Hochfrequenz quasi einen Kurzschluss dar und sorgt dafür, dass die Basis für Hochfrequenz auf Massepotential liegt. R3 sorgt für eine Strombegrenzung. Q1 ist zusammen mit C4 und C5 für die selektive Rückkopplung auf der Zielfrequenz zuständig.

Anstelle eines 2N2222 kann man auch nahezu jeden anderen NPN-Transistor verwenden. Ein 2N3904 oder sogar ein einfacher BC549 tut es ebenso. Die Werte von C4 und C5 sind unkritisch. Das Verhältnis C4:C5 sollte in Etwa 1:10 betragen.

Der Parallelschwingkreis, bestehend aus L1 und C3, muss auf die Zielfrequenz des Obertonquarzes abgestimmt werden. Der Schwingkreis hat im Resonanzfall einen hohen Widerstand und sorgt damit auf der Resonanzfrequenz für die größte Spannungsänderung am Kollektor von T1. Dadurch wird der Oberton, auf die der Schwingkreis abgestimmt ist, dem Grundton vorgezogen.

Butler Oszillator 'ugly construction'-Style mit Obertonquarz (3. Oberton)

Butler Oszillator ‚ugly construction‘-Style mit Obertonquarz (3. Oberton)

 

Butler-Oszillator als UKW-Prüfsender

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Oszillatorschaltungen und Bauanleitungen für UKW-Prüfsender bzw. UKW Minisender gibt es in einschlägiger Literatur und dem Internet zu Genüge. Dennoch bereiten derartige Schaltungen immer wieder gerade Anfängern große Probleme beim Nachbau. In diesem Artikel werden der grundsätzliche Aufbau, die genaue Funktion und die typischen Fehlerquellen erklärt.

UKW-Prüfsender, UKW Minisender und Minispion sind nur einige typische Anwendungsbereiche bei denen man Oszillatorschaltungen begegnet. Ein Großteil dieser Schaltungen verwendet einen Butler Oszillator zur Erzeugung hochfrequenter Schwingungen.

Obwohl die Schaltung im Prinzip recht simpel und einfach zu verstehen ist, bereitet der Nachbau solcher Schaltungen häufig Probleme. Die Gründe hierfür sind vielfältig. Zum einen liegt das an der schlechten Dokumentation der Schaltungen und zum anderen an fehlender Fachkenntnis des Nachbauers. Fehlende Messtechnik für diesen Frequenzbereich verstärkt die Auswirkung beider Herausforderungen dann noch zusätzlich.

Butler Oszillator für Frequenzen von bis zu 200 MHz

Butler Oszillator für Frequenzen von bis zu 200 MHz

C5 stabilisiert und filtert die Betriebsspannung minimal und sollte daher so dicht, wie möglich an T1 positioniert werden. Der Spannungsteiler an der Basis von T1, bestehend aus R2 und R3, spannt die Basis von T1 auf etwa 2/3 der Betriebsspannung vor. C4 ist für Hochfrequenz quasi ein Kurzschluss und sorgt dafür, dass die Basis für Hochfrequenz auf Massepotential liegt. R1 sorgt für eine Strombegrenzung. C1 ist für die Rückkopplung zuständig und sorgt dafür, dass die Schaltung zuverlässig schwingt.

Anstelle eines 2N2222 kann man auch nahezu jeden anderen NPN-Transistor verwenden. Ein 2N3904 oder sogar ein einfacher BC549 tut es ebenso. Der Wert von C1 ist unkritisch und kann im Bereich um 100 MHz prinzipiell jeden beliebigen Wert über 4,7 pF haben. Mit sinkender Frequenz sollte C1 entsprechend größer dimensioniert werden. R3 kann man bei höheren Frequenzen auch weg lassen. R3 schadet bei hohen Frequenzen zwar nicht, aber wer sich Bauteile sparen möchte, kann dies gerne tun.

Lässt man R3 weg und schaltet eine Elektret-Mikrofon Kapsel parallel zu C4, hat man einen einfachen Minispion, häufig auch als „Wanze“ bezeichnet. Daher findet man diese einfache Schaltung recht häufig in der Literatur rund um Minispione.

Der Schwingkreis am Kollektor von T1, bestehend aus C3 und L1, bestimmt die Frequenz des Oszillators. Man kann die Resonanzfrequenz mit Hilfe der Thomsonschen Schwingungsgleichung berechnen.

Thomsonschen Schwingungsgleichung

Thomsonschen Schwingungsgleichung

Bei der richtigen Dimensionierung des Schwingkreises liegt für unerfahrene Bastler allerdings schon der erste Stolperstein begraben.Man darf nämlich nicht nur blind die Induktivität der Spule und die Kapazität bzw. den Kapazitätsbereich des Trimmers einsetzen. Macht man es dennoch, wird man enttäuscht feststellen, dass der Oszillator auf einer viel tieferen Frequenz schwingt. Hat man dann keine Messgeräte, wie beispielsweise einen Frequenzzähler zur Verfügung, wird man vergebens versuchen das Signal mit einem Radio zu empfangen.

Doch woran liegt das? Die Lösung ist eigentlich derart offensichtlich, dass man sie nur zu leicht übersieht; Die Drähte der Bauteile, sowie die Bauteile selbst, weisen zusätzlich zu den gewünschten Eigenschaften weitere unerwünschte Kapazitäten und Induktivitäten auf. Man bezeichnet diese Phänomene als parasitäre Kapazitäten bzw. Induktivitäten.

Leider sind diese parasitären Kapazitäten und Induktivitäten nicht sonderlich berechenbar. Sie hängen von den verschiedensten Faktoren, wie der Länge der Zuleitungen, dem verwendeten Leiterplattenmaterial und den verwendeten Bauteilen selbst ab. Bei Luftspulen kann man als Faustregel von einer parasitären Kapazität von ungefähr 1 pF pro mm Durchmesser ausgehen. Diese Kapazität liegt zusätzlich zum Trimmer C3 parallel zur Spule. Genaugenommen handelt es sich bei der Luftspule in der Praxis schon alleine um einen Schwingkreis.

Bei den Spulen selbst muss man auch aufpassen. So habe ich zum Beispiel mit Festinduktivitäten bei hohen Frequenzen enorme Probleme, da diese verhältnismäßig hohe Kapazitäten mitbringen. Selbst Spulen wickeln ist gerade bei hohen Frequenzen dringend empfohlen [1].

Beim Aufbau selbst sollte man aus den oben genannten Gründen darauf achten, dass die Zuleitungen so kurz wie möglich sind. Hochwertige Bauteile sind ebenso Pflicht. Und zu guter letzt darf man die Toleranzen der Bauteile nicht vergessen. Bei Keramikkondensatoren und Trimmkondensatoren sind das immerhin um die 10 %.

Wenn man diese Hinweise berücksichtigt und die Schaltung zusätzlich noch für einen etwas höheren Frequenzbereich auslegt, ist man dem Erfolgserlebnis schon ein Stückchen näher.

Fertig aufgebauter Butler Oszillator als UKW Prüfsender für 100 - 150 MHz

Fertig aufgebauter Butler Oszillator als UKW Prüfsender für 100 - 150 MHz

Für einen Frequenzbereich von ca. 100 – 150 MHz habe ich in der Schaltung für L1 eine Luftspule aus 1 mm versilberten Kupferdraht mit 4 Windungen mit 6 mm Durchmesser und 10 mm Länge verwendet. Rein Rechnerisch kommt die Spule auf rund 58 nH. Für C3 wurde ein Trimmkondensator mit einem Einstellbereich von 5 – 25 pF eingesetzt. Rechnerisch kommt man so auf einen Frequenzbereich von rund 132 – 295 MHz. Das ist natürlich illusorisch. Nach Einbezug der parasitären Kapazitäten und Induktivitäten funktioniert der Oszillator dann zwischen ca. 100 und 150 MHz. Der große Unterschied liegt hier auch mit an meinem eher schmutzigen und für HF nicht optimalen Aufbau.

Web-Adressen und Quellen:
[1] Kainka, HF Spulen wickeln: http://www.b-kainka.de

 

BPSK, FSK, QPSK, 8PSK and QAM Bandbreitenrechner

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Hier habe ich einen kleinen Rechner zur Berechnung der Bandbreite von diversen digitalen Modulationsarten zusammengestellt.

Information Rate (Mbit/s)
Modulation
Vorwärtsfehlerkorrektur / FEC
Reed-Solomon Vorwärtsfehlerkorrektur
Guard
Roll-off
Datenrate (Mbps)
Symbolrate (Msym/s)
3 dB Bandbreite (MHz)
Belegte Bandbreite (MHz)
Verwendete Bandbreite (MHz)
Achtung: Dieser Rechner berechnet die Nyquist-Bandbreite. Die Nyquist-Bandbreite ist die minimale Bandbreite, die notwendig ist um ein Signal zu übertragen. Die in diesem Rechner ermittelte Bandbreite des Funksignals ist also nur korrekt, wenn der Sender über einen Nyquist-Filter verfügt. Dies wird bei den meisten kommerziellen Produkten der Fall sein. Bei Selbstbauten ist dies jedoch zu berücksichtigen. Ohne eine solche Filterung ist die tatsächliche Bandbreite des Funksignals das Doppelte des hier errechneten Wertes!
 

Diamex Prog-S2 | Arduino IDE

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Der Diamex Prog-S2 ist ein universeller USB in-system programmer (ISP) für diverse Mikroprozessoren, inklusive der durch die Arduino Plattform äußerst beliebten Atmel AVRs. Dieser Artikel zeigt wie man den Diamex Prog-S2 korrekt in die Arduino IDE einbindet.

Im Internenet scheint es bereits einige Artikel zum Thema Diamex Prog-S2 und Arduino zu geben. Meiner Recherche nach sind diese Artikel jedoch entweder veraltet oder schlichtweg fehlerhaft. Dies ist für mich sehr verwunderlich, da die Einbindung kein Hexenwerk ist.

Um die Arduino IDE zu überreden mit dem Diamex Prog-S2 zu reden, müssen lediglich einige Zeilen in die „programmers.txt“ Datei im Arduino Programmordner eingefügt werden. Dazu macht man die programmers.txt auf seinem PC ausfindig, öffnet diese und fügt folgende Zeilen ein:

diamexavr.name=DIAMEX-AVR
diamexavr.communication=serial
diamexavr.protocol=stk500v2
diamexavr.program.tool=avrdude
diamexavr.program.extra_params=-P{serial.port} -F

Nach dem Abspeichern dieses Zusatzes und Neustart der Arduino IDE, sollte man nun den Eintrag „DIAMEX-AVR“ in der Arduino IDE finden.

Diamex Prog-S2 in der Arduino IDE

Diamex Prog-S2 in der Arduino IDE

Bitte nicht vergessen: Damit die Programmierung auch wirklich klappt, muss man selbstverständlich weiterhin den richtigen COM-Port des Diamex Prog-S2 in der Arduino IDE auswählen. Zum Hochladen muss zudem die Option „Hochladen mit Programmer“ im „Sketch“-Menüeintrag ausgewählt werden.