IC-706 MKII Frequenzerweiterung

Dieser Artikel zeigt wie man den Sendefrequenzbereich eines Icom IC-706 MKII erweitert. Diese Modifikation eignet sich insbesondere für die Verwendung von Umsetztern / Transvertern.

Es gibt vielfältige Gründe warum man den möglichen Sendefrequenzbereich eines Amateurfunktransceivers über die rechtlich vorgesehen Bandgrenzen hinaus erweitern möchte. Ein geplanter Urlaub in einer anderen ITU-Region sei ein solcher Grund. Ein anderer Grund könnte sein, den Transceiver flexibler mit einem Transverter betreiben zu können. Dank Es’hail 2 / QO-100 ein sehr aktuelles Thema.

Der IC-706 MKII ist zwar schon etwas älter, aber gerade deswegen für Basteleien bestens geeignet. Nach der Modifikation steht folgender Sendefrequenzbereich zur Verfügung:

1.8 – 1.999 MHz
3.5 – 3.999 MHz
7.0 – 7.300 MHz
10.1 – 10.150 MHz
14.0 – 14.350 MHz
18.068 – 18.168 MHz
21.0 – 21.450 MHz
24.89 – 24.990 MHz
28.0 – 29.700 MHz
50.0 – 54.000 MHz*
144.0 – 148.000 MHz
430.0 – 450.000 MHz

Die gute Nachricht: Diese Modifikation ist prinzipiell sehr leicht. Es muss lediglich eine einzelne Diode entfernt werden. Die schlechte Nachricht: Diese Diode ist sehr klein. Wirklich sehr klein.

Diode neben einer amerikanischen 1-Cent-Münze

Diode neben einer amerikanischen 1-Cent-Münze

Um an die Diode zu gelangen muss das Gerät natürlich erstmal geöffnet werden. Nachdem man den Deckel des IC-706 MKII öffnet und das Kabel für den Lautsprecher entfernt sollte das Innenleben wie folgt aussehen:

The main board of the IC-706 MKII

The main board of the IC-706 MKII

Oben rechts im Bild unter dem IC mit der Aufschrift 4052C findet man eine Diodenmatrix. Bei meinem Gerät (U.S. Version) war lediglich eine Diode, D2030, bestückt. Diese Diode muss nun entfernt werden. Sollten mehr Dioden als D2030 bestückt sein (Versionsabhängig), so sind diese auch zu entfernen. Hier eine Nahaufnahme vor der Modifikation:

Diode D2030 (roter Kreis)

Diode D2030 (roter Kreis)

Und so sollte das Ganze nach der erfolgten Modifikation aussehen:

Alle Dioden entfernt

Alle Dioden entfernt

Nach der Modifikation wir das Lautsprecherkabel wieder verbunden und der Gerätedeckel wieder verschlossen. Das war’s – beim nächsten Einschalten des Gerätes steht der erweiterte Sendefrequenzbereich zur Verfügung.

 

Thermisches Design | Praxisbeispiel

Oft fragt man sich bei Selbstbauprojekten: „Benötige ich einen Kühlkörper?“ Die Lösung wird meistens eher erraten bzw. ausprobiert. Dieser Artikel soll anhand eines einfachen Linearreglers zeigen, wie man diese Frage auch Mathematisch beantworten kann.

Fallbeispiel: Mein Funkscanner hat einen Eingang für eine externe 6 Volt Spannungsversorgung. Um den Scanner über die 12V Zigarettenanzünder-Steckdose betreiben zu können, habe ich einen ST L7806 Linearregler verwendet. Dieser regelt die rund 13,8 Volt der Fahrzeugbatterie auf 6 Volt herunter. Der gemessene Betriebsstrom des Scanners beträgt 0,25 A.

Universelle Linearregler Platine

Universelle Linearregler Platine

Fangen wir mit der wichtigsten Frage an: Wie heiß darf der Linearregler überhaupt werden? Die Antwort findet sich selbstverständlich im Datenblatt [1]. Im Datenblatt steht ein absolutes Maximum von 150 °C. Es ist zu beachten, dass sich der Maximalwert auf die Temperatur der Halbleiterschicht(en) bezieht, nicht auf die Gehäusetemperatur.

ST L7800 Datasheet

ST L7800 Datasheet

Wie rechnen wir nun also aus, welche Temperatur im Kern des Linearreglers erreicht wird? Der Schlüssel ist der Wert mit dem Namen thermal resistance junction-ambient, mit dem Symbol Theta ja (θja). Das „ja“ steht für junction-to-ambient, also „Sperrschicht zu Umgebung“. Dieser Wert gibt nämlich an um wie viel Grad (in Celsius) die Sperrschichttemperatur über die Umgebungstemperatur pro Watt abzuführende Verlustleistung steigt. Für die Umgebungstemperatur wird meist der Wert 25 °C angenommen. Wird das betreffende, aktive Bauteil in einer deutlich wärmeren Umgebung eingesetzt werden, sollte dies entsprechend berücksichtigt werden.

Um nun die Sperrschichttemperatur zu erhalten, multipliziert man einfach den θja-Wert mit der abzuführenden Verlustleistung und addiert die Umgebungstemperatur hinzu:

T = Tumgebung + (θja * Verlustleistung)

Um 13,8 Volt auf 6 Volt herunterzuregeln, müssen 1,95 Watts ([13,8V – 6V] * 0,25A) wortwörtlich verheizt werden. Fügt man diesen Wert nun in die Formel ein, bekommt man endlich ein Ergebnis für die zu erwartende Sperrschichttemperatur:

25 + (50 * 1,95) = 122,5 °C

Die zu erwartende Sperrschichttemperatur liegt mit 122,5 °C also unter dem akzeptablen Maximalwert von 150 °C. Theoretisch könnte man den Linearregler unter den berechneten Bedingungen also ohne Kühlkörper betreiben.

Ob das tatsächlich sinnvoll ist, ist eine andere Frage. Die Versorgungsspannung von Kraftfahrzeugen ist alles andere als stabil. Spannungen von über 14 Volt sind keine Seltenheit. Die Innentemperatur, und damit die Umgebungstemperatur des Linearreglers, wird vor Allem in der Sonne schnell über 25 °C steigen. Man sollte also sicherheitshalber einen Kühlkörper verwenden. Zudem wird hier offensichtlich, dass man für die eingesetzten Werte in den Formeln die jeweiligen maximalen Extremfälle verwenden sollte. So ist man auf der sicheren Seite.

Quellen:

[1] L7800 Series Datasheet, ST: https://baltic-labor.de/wp-content/uploads/2016/01/L7800.pdf

 

Einfacher Tastkopf für Gigahertz Signale

Passive Tatsköpfe für den Gigahertz -Bereich sind recht kostspielig. Als Hobbybastler lohnt sich die Investition oft nicht. Für den gelegentlichen Gebrauch eignet sich eine Selbstbaulösung aus halbstarren Koaxialkabeln, auch Semi-Rigid Kabel genannt. Dieser Artikel zeigt wie man einen solchen Tastkopf selbst bauen kann.

Jeder Tastkopf und jedes Koaxialkabel bringt eine gewisse Kapazität mit sich. Diese Kapazität belastet und Dämpft das zu messende Signal um so mehr, um so höher die Signalfrequenz ist. Ein PP016 300 MHz-Tastkopf von Teledyne LeCroy hat beispielsweise eine Eingangskapazität von 12 pF in der 1:10 Position. Tastköpfe mit noch geringerer Bandbreite haben meist eine noch höhere Eingangskapazität.

12 pF klingt nicht nach viel. Bei einer Frequenz von 1 GHz entspricht dies einer Reaktanz (Wechselstromwiderstand) von 13,26 Ohm. Diese 13,26 Ohm liegen nun Parallel zum zu messenden Signal. Diese Reaktanz stellt selbst bei einer niedrigen Systemimpedanz von 50 Ohm eine enorme Belastung da. Unser Ziel ist es jedoch die Belastung der zu messenden Schalung durch den Tastkopf möglich gering zu halten. Das heißt die Eingangsimpedanz (Reaktanz + Widerstand) des Tastkopfes sollte so hoch wie möglich sein.

Selbstverständlich gibt es speziell für diesen Zweck passive Tastköpfe mit besonders kleiner Eingangskapazität zu kaufen. Beispielsweise der PP066 Tastkopf von Teledyne LeCroy mit einer Eingangskapazität von < 0,25 pF [1]:

Teledyne LeCroy PP066 Tastkopf mit kleiner Eingangskapazität von 0,25 pF für bis zu 7.5 GHz

Teledyne LeCroy PP066 Tastkopf mit kleiner Eingangskapazität von 0,25 pF für bis zu 7.5 GHz

Der Aufbau des Tastkopfes sieht sehr einfach gehalten aus. Auf meiner Ideensuche ist mir meine Kiste mir Semi-Rigid SMA-Brücken in den Sinn gekommen. Semi-Rigid Kabel haben eine sehr geringe Kapazität in der Größenordnung von 0,1 pF / mm. Ein kleines Stück Semi-Rigid mit einer Länge von 2,5 cm hätte also eine Kapazität von 2,5 pF. Bei 1 GHz entspräche das einer Reaktanz von von 63,66 Ohm. Das ist auf jeden Fall deutlich besser als die oben angegebenen 13,26 Ohm.

Semi-Rigid Brücke mit SMA-Steckern aus der Bastelkiste

Semi-Rigid Brücke mit SMA-Steckern aus der Bastelkiste

Als erstes wurde das Stück SMA Kabel in der Mitte durchtrennt. Danach wurde der starre Mantel des Semi-Rigid etwas verkürzt. Dann wurde der Innenleiter freigelegt.

Cut off semi-rigid coax cable

Cut-off semi-rigid coax cable

Als nächstes wurde ein Stück Draht an den Mantel des Koaxialkabel gelötet. Fertig ist der improvisierte Tastkopf mit geringer Eingangsimpedanz für den GHz-Bereich:

Improvisierter Tastkopf mit geringer Eingangsimpedanz für den GHz-Bereich

Improvisierter Tastkopf mit geringer Eingangsimpedanz für den GHz-Bereich

Diesen improvisierten Tastkopf für den GHz-Bereich könnte man jetzt mit einem 450 Ohm Widerstand (4 x 1,8 kOhm parallel) in Serie zum Innenleiter zum 1:10 Tastkopf mit noch höherer Eingangsimpedanz verwandeln. Diese Optimierung habe ich allerdings nicht ausprobiert. Für meine Versuche habe ich lediglich eine Oszillatorstufe mit einem Frequenzzähler verbinden wollen. Mit einem einfachen Koaxialkabel verweigerte dieser die Mitarbeit. Mit der hier gezeigten Lösung funktionierte alles wunderbar.

Man sollte noch beachten, dass die aufgezeigten Lösungen für eine Ausgangsimpedanz von 50 Ohm ausgelegt sind. Das heißt die nachfolgende Stufe (Oszilloskop, Spektrumanalysator, etc) sollte eine Eingangsimpedanz von 50 Ohm haben.

Links und Quellen:

[1] PP066 High Bandwidth
Passive Probe, Teledyne LeCroy: http://teledynelecroy.com/

 

Butler Oszillator für Obertonquarze

Aus mechanischen Gründen sind Quarze über rund 25 MHz meist sogenannte Obertonquarze. Das heißt sie werden spezifisch dafür geschliffen auf einem Vielfachen ihrer Grundfrequenz betrieben zu werden. Leider schwingen diese Obertonquarze ohne etwas zusätzlichem Schaltungsaufwand in ihrem jeweiligen Grundton. Diese Schaltung zeigt wie man einen Obertonquarz dazu bewegt auf seinem definierten Oberton zu schwingen.

Butler Oszillator für Obertonquarze

Butler Oszillator für Obertonquarze

C1 stabilisiert und filtert die Betriebsspannung und sollte daher so dicht wie möglich an T1 positioniert werden. Der Spannungsteiler an der Basis von T1, bestehend aus R1 und R2, spannt die Basis von T1 auf etwa 2/3 der Betriebsspannung vor. C2 stellt für Hochfrequenz quasi einen Kurzschluss dar und sorgt dafür, dass die Basis für Hochfrequenz auf Massepotential liegt. R3 sorgt für eine Strombegrenzung. Q1 ist zusammen mit C4 und C5 für die selektive Rückkopplung auf der Zielfrequenz zuständig.

Anstelle eines 2N2222 kann man auch nahezu jeden anderen NPN-Transistor verwenden. Ein 2N3904 oder sogar ein einfacher BC549 tut es ebenso. Die Werte von C4 und C5 sind unkritisch. Das Verhältnis C4:C5 sollte in Etwa 1:10 betragen.

Der Parallelschwingkreis, bestehend aus L1 und C3, muss auf die Zielfrequenz des Obertonquarzes abgestimmt werden. Der Schwingkreis hat im Resonanzfall einen hohen Widerstand und sorgt damit auf der Resonanzfrequenz für die größte Spannungsänderung am Kollektor von T1. Dadurch wird der Oberton, auf die der Schwingkreis abgestimmt ist, dem Grundton vorgezogen.

Butler Oszillator 'ugly construction'-Style mit Obertonquarz (3. Oberton)

Butler Oszillator ‚ugly construction‘-Style mit Obertonquarz (3. Oberton)

 

Butler-Oszillator als UKW-Prüfsender

Oszillatorschaltungen und Bauanleitungen für UKW-Prüfsender bzw. UKW Minisender gibt es in einschlägiger Literatur und dem Internet zu Genüge. Dennoch bereiten derartige Schaltungen immer wieder gerade Anfängern große Probleme beim Nachbau. In diesem Artikel werden der grundsätzliche Aufbau, die genaue Funktion und die typischen Fehlerquellen erklärt.

UKW-Prüfsender, UKW Minisender und Minispion sind nur einige typische Anwendungsbereiche bei denen man Oszillatorschaltungen begegnet. Ein Großteil dieser Schaltungen verwendet einen Butler Oszillator zur Erzeugung hochfrequenter Schwingungen.

Obwohl die Schaltung im Prinzip recht simpel und einfach zu verstehen ist, bereitet der Nachbau solcher Schaltungen häufig Probleme. Die Gründe hierfür sind vielfältig. Zum einen liegt das an der schlechten Dokumentation der Schaltungen und zum anderen an fehlender Fachkenntnis des Nachbauers. Fehlende Messtechnik für diesen Frequenzbereich verstärkt die Auswirkung beider Herausforderungen dann noch zusätzlich.

Butler Oszillator für Frequenzen von bis zu 200 MHz

Butler Oszillator für Frequenzen von bis zu 200 MHz

C5 stabilisiert und filtert die Betriebsspannung minimal und sollte daher so dicht, wie möglich an T1 positioniert werden. Der Spannungsteiler an der Basis von T1, bestehend aus R2 und R3, spannt die Basis von T1 auf etwa 2/3 der Betriebsspannung vor. C4 ist für Hochfrequenz quasi ein Kurzschluss und sorgt dafür, dass die Basis für Hochfrequenz auf Massepotential liegt. R1 sorgt für eine Strombegrenzung. C1 ist für die Rückkopplung zuständig und sorgt dafür, dass die Schaltung zuverlässig schwingt.

Anstelle eines 2N2222 kann man auch nahezu jeden anderen NPN-Transistor verwenden. Ein 2N3904 oder sogar ein einfacher BC549 tut es ebenso. Der Wert von C1 ist unkritisch und kann im Bereich um 100 MHz prinzipiell jeden beliebigen Wert über 4,7 pF haben. Mit sinkender Frequenz sollte C1 entsprechend größer dimensioniert werden. R3 kann man bei höheren Frequenzen auch weg lassen. R3 schadet bei hohen Frequenzen zwar nicht, aber wer sich Bauteile sparen möchte, kann dies gerne tun.

Lässt man R3 weg und schaltet eine Elektret-Mikrofon Kapsel parallel zu C4, hat man einen einfachen Minispion, häufig auch als „Wanze“ bezeichnet. Daher findet man diese einfache Schaltung recht häufig in der Literatur rund um Minispione.

Der Schwingkreis am Kollektor von T1, bestehend aus C3 und L1, bestimmt die Frequenz des Oszillators. Man kann die Resonanzfrequenz mit Hilfe der Thomsonschen Schwingungsgleichung berechnen.

Thomsonschen Schwingungsgleichung

Thomsonschen Schwingungsgleichung

Bei der richtigen Dimensionierung des Schwingkreises liegt für unerfahrene Bastler allerdings schon der erste Stolperstein begraben.Man darf nämlich nicht nur blind die Induktivität der Spule und die Kapazität bzw. den Kapazitätsbereich des Trimmers einsetzen. Macht man es dennoch, wird man enttäuscht feststellen, dass der Oszillator auf einer viel tieferen Frequenz schwingt. Hat man dann keine Messgeräte, wie beispielsweise einen Frequenzzähler zur Verfügung, wird man vergebens versuchen das Signal mit einem Radio zu empfangen.

Doch woran liegt das? Die Lösung ist eigentlich derart offensichtlich, dass man sie nur zu leicht übersieht; Die Drähte der Bauteile, sowie die Bauteile selbst, weisen zusätzlich zu den gewünschten Eigenschaften weitere unerwünschte Kapazitäten und Induktivitäten auf. Man bezeichnet diese Phänomene als parasitäre Kapazitäten bzw. Induktivitäten.

Leider sind diese parasitären Kapazitäten und Induktivitäten nicht sonderlich berechenbar. Sie hängen von den verschiedensten Faktoren, wie der Länge der Zuleitungen, dem verwendeten Leiterplattenmaterial und den verwendeten Bauteilen selbst ab. Bei Luftspulen kann man als Faustregel von einer parasitären Kapazität von ungefähr 1 pF pro mm Durchmesser ausgehen. Diese Kapazität liegt zusätzlich zum Trimmer C3 parallel zur Spule. Genaugenommen handelt es sich bei der Luftspule in der Praxis schon alleine um einen Schwingkreis.

Bei den Spulen selbst muss man auch aufpassen. So habe ich zum Beispiel mit Festinduktivitäten bei hohen Frequenzen enorme Probleme, da diese verhältnismäßig hohe Kapazitäten mitbringen. Selbst Spulen wickeln ist gerade bei hohen Frequenzen dringend empfohlen [1].

Beim Aufbau selbst sollte man aus den oben genannten Gründen darauf achten, dass die Zuleitungen so kurz wie möglich sind. Hochwertige Bauteile sind ebenso Pflicht. Und zu guter letzt darf man die Toleranzen der Bauteile nicht vergessen. Bei Keramikkondensatoren und Trimmkondensatoren sind das immerhin um die 10 %.

Wenn man diese Hinweise berücksichtigt und die Schaltung zusätzlich noch für einen etwas höheren Frequenzbereich auslegt, ist man dem Erfolgserlebnis schon ein Stückchen näher.

Fertig aufgebauter Butler Oszillator als UKW Prüfsender für 100 - 150 MHz

Fertig aufgebauter Butler Oszillator als UKW Prüfsender für 100 - 150 MHz

Für einen Frequenzbereich von ca. 100 – 150 MHz habe ich in der Schaltung für L1 eine Luftspule aus 1 mm versilberten Kupferdraht mit 4 Windungen mit 6 mm Durchmesser und 10 mm Länge verwendet. Rein Rechnerisch kommt die Spule auf rund 58 nH. Für C3 wurde ein Trimmkondensator mit einem Einstellbereich von 5 – 25 pF eingesetzt. Rechnerisch kommt man so auf einen Frequenzbereich von rund 132 – 295 MHz. Das ist natürlich illusorisch. Nach Einbezug der parasitären Kapazitäten und Induktivitäten funktioniert der Oszillator dann zwischen ca. 100 und 150 MHz. Der große Unterschied liegt hier auch mit an meinem eher schmutzigen und für HF nicht optimalen Aufbau.

Web-Adressen und Quellen:
[1] Kainka, HF Spulen wickeln: http://www.b-kainka.de

 

BPSK, FSK, QPSK, 8PSK and QAM Bandbreitenrechner

Hier habe ich einen kleinen Rechner zur Berechnung der Bandbreite von diversen digitalen Modulationsarten zusammengestellt.

Information Rate (Mbit/s)
Modulation
Vorwärtsfehlerkorrektur / FEC
Reed-Solomon Vorwärtsfehlerkorrektur
Guard
Roll-off
Datenrate (Mbps)
Symbolrate (Msym/s)
3 dB Bandbreite (MHz)
Belegte Bandbreite (MHz)
Verwendete Bandbreite (MHz)
Achtung: Dieser Rechner berechnet die Nyquist-Bandbreite. Die Nyquist-Bandbreite ist die minimale Bandbreite, die notwendig ist um ein Signal zu übertragen. Die in diesem Rechner ermittelte Bandbreite des Funksignals ist also nur korrekt, wenn der Sender über einen Nyquist-Filter verfügt. Dies wird bei den meisten kommerziellen Produkten der Fall sein. Bei Selbstbauten ist dies jedoch zu berücksichtigen. Ohne eine solche Filterung ist die tatsächliche Bandbreite des Funksignals das Doppelte des hier errechneten Wertes!
 

Diamex Prog-S2 | Arduino IDE

Der Diamex Prog-S2 ist ein universeller USB in-system programmer (ISP) für diverse Mikroprozessoren, inklusive der durch die Arduino Plattform äußerst beliebten Atmel AVRs. Dieser Artikel zeigt wie man den Diamex Prog-S2 korrekt in die Arduino IDE einbindet.

Im Internenet scheint es bereits einige Artikel zum Thema Diamex Prog-S2 und Arduino zu geben. Meiner Recherche nach sind diese Artikel jedoch entweder veraltet oder schlichtweg fehlerhaft. Dies ist für mich sehr verwunderlich, da die Einbindung kein Hexenwerk ist.

Um die Arduino IDE zu überreden mit dem Diamex Prog-S2 zu reden, müssen lediglich einige Zeilen in die „programmers.txt“ Datei im Arduino Programmordner eingefügt werden. Dazu macht man die programmers.txt auf seinem PC ausfindig, öffnet diese und fügt folgende Zeilen ein:

diamexavr.name=DIAMEX-AVR
diamexavr.communication=serial
diamexavr.protocol=stk500v2
diamexavr.program.tool=avrdude
diamexavr.program.extra_params=-P{serial.port} -F

Nach dem Abspeichern dieses Zusatzes und Neustart der Arduino IDE, sollte man nun den Eintrag „DIAMEX-AVR“ in der Arduino IDE finden.

 Diamex Prog-S2 in der Arduino IDE

Diamex Prog-S2 in der Arduino IDE

Bitte nicht vergessen: Damit die Programmierung auch wirklich klappt, muss man selbstverständlich weiterhin den richtigen COM-Port des Diamex Prog-S2 in der Arduino IDE auswählen. Zum Hochladen muss zudem die Option „Hochladen mit Programmer“ im „Sketch“-Menüeintrag ausgewählt werden.

 

Yaesu FT-8800 / FT-7900 Frequenzerweiterung

Der FT-7900 und FT-8800 sind weit verbreitete Geräte. Beide Geräte und auch die neueren Varianten mit dem Zusatz „R“ lassen sich sehr leicht so Modifizieren, dass der Sendefrequenzbereich deutlich über die Bandgrenzen der Amateurfunkbänder hinaus geht.

Es gibt vielfältige Gründe warum man den möglichen Sendefrequenzbereich eines Amateurfunktransceivers über die rechtlich vorgesehen Bandgrenzen hinaus erweitern möchte. Ein geplanter Urlaub in einer anderen ITU-Region sei ein solcher Grund. Ein anderer Grund könnte sein, den Transceiver flexibler mit einem Transverter betreiben zu können.

Die Modifizierung funktioniert gleichermaßen für die Funkgeräte FT-8800, FT-8800R, FT-7900 and FT-7900R von Yaesu. In diesem Artikel verwende ich einen FT-8800R als Beispiel. Nach erfolgter Modifizierung ist das Gerät in der Lage im Bereich von 137 – 174 MHz und 420 – 470 MHz zu senden. Die Frequenzerweiterung ist insgesamt sehr einfach: Das Gerät wird geöffnet, ein Widerstand entfernt, das Gerät wieder zusammengebaut und schon ist das Gerät betriebsbereit.

Yaesu FT-8800 geöffnet mit Blick auf das Innenleben

Yaesu FT-8800 geöffnet mit Blick auf das Innenleben

Nachdem das Gerät geöffnet ist, muss der richtige Widerstand identifiziert werden. Im Folgenden Bild ist die Position im Gerät und eine Nahaufnahme (rot umrandet) gezeigt. Das Bild kann zur Vergrößerung angeklickt werden (öffnet automatisch in einem neuen Fenster):

Position des zu entfernenden Widerstandes für die Frequenzerweiterung

Position des zu entfernenden Widerstandes für die Frequenzerweiterung

Sobald der richtige Widerstand gefunden wurde, wird dieser entfernt. Da es sich bei meinem Gerät um die U.S.-Version handelt, kann es sein, dass in der europäischen Version noch weitere Widerstände bestückt sind. Diese sind in dem Fall ebenso zu entfernen. Lediglich der erste Widerstand (auf dem Bild von oben gezählt) sollte verbleiben. Nach erfolgter Modifizierung kann das Gerät wieder zusammengebaut werden. Sobald das Gerät das nächste mal eingeschaltet wird, führt es eigenständig einen Reset durch. Danach steht der komplette Sendefrequenzbereich zur Verfügung.

Startbildschirm des FT-8800R während der Reset-Prozedur

Startbildschirm des FT-8800R während der Reset-Prozedur

Auf meinem englischsprachigen YouTube-Kanal habe ich zu dieser Modifizierung ein Video gepostet. Wer der englische Sprache ausreichend mächtig ist, findet das Video hier: